什么是系统架构演进?

LTE的研究，包含了一些普遍认为很重要的部分，如等待时间的减少、更高的用户

数据速率、系统容量和覆盖的改善以及运营成本的降低。

为了达到这些目标，无线接口和无线网络架构的演进同样重要。考虑到需要提供比

3G更高的数据速率，和未来可能分配的频谱，LTE需要支持高于5MHz的传输带宽。

E-UTRA和E-UTRAN要求

UTRA和UTRAN演进的目标，是建立一个能获得高传输速率、低等待时间、基于包优

化的可演进的无线接入架构。3GPPLTE正在制定的无线接口和无线接入网架构演进技术主

要包括如下内容：

（1）明显增加峰值数据速率。如在20MHz带宽上达到100Mbit/s的下行传输速率

（5bit/s/Hz）、50Mbit/s的上行传输速率（2.5bit/s/Hz）。

（2）在保持目前基站位置不变的情况下增加小区边界比特速率。如MBMS（多媒体

广播和组播业务）在小区边界可提供1bit/s/Hz的数据速率。

（3）明显提高频谱效率。如2~4倍的R6频谱效率。

（4）无线接入网（UE到E-NodeB用户面）延迟时间低于10ms。

（5）明显降低控制面等待时间，低于100ms。

（6）带宽等级为：a）5、10、20MHz和可能取的15MHz；b）1.25、1.6和2.5MHz，

以适应窄带频谱的分配。

（7）支持与已有的3G系统和非3GPP规范系统的协同运作。

（8）支持进一步增强的MBMS。

上述演进目标涉及到系统的能力和系统的性能，是LTE研究中最重要的部分，也是

E-UTRA和E-UTRAN保持最强竞争力的根本。

在LTE中，还规范了一些其他要求，如与配置相关的要求、E-UTRAN架构和移植要

求、无线资源管理要求、复杂性要求、成本相关要求和业务相关要求。

与其他无线接入方式相比，高频谱效率、广域覆盖和支持用户高速移动是E-UTRAN

系统的主要特点。在E-UTRAN中，当移动速率为15~120km/h时，能获得最高的数据传输性

能。E-UTRAN支持在蜂窝之间120~350km/h甚至高达500km/h的移动速率。在整个速率范围

内，R6中CS域的语音和其他实时业务在E-UTRAN中通过PS域来支持，并要求至少获得与

UTRAN相同的性能。

LTE物理层方案和技术

在LTE层1方案征集过程中，有6个选项在3GPPRAN1工作组中被评估。它们是：

（1）FDD，上行采用单载波FDMA（SC-FDMA），下行采用OFDMA。

（2）FDD，上行下行都采用OFDMA。

（3）FDD，上行下行都采用多载波WCDMA（MC-WCDMA）。

（4）TDD，上行下行都采用多载波时分同步CDMA（MC-TD-SCDMA）。

（5）TDD，上行下行都采用OFDMA。

（6）TDD，上行采用单载波FDMA（SC-FDMA），下行采用OFDMA。

在上述方案中，按照双工方式可分为频分双工（FDD）和时分双工（TDD）两类；按

照无线链路多址方式主要可分为码分多址（CDMA）和正交频分多址（OFDMA）两类。

针对5MHz频谱做系统级的初步评估，采用CDMA的系统与采用OFDM的系统，在提升频

谱效率方面表现相似。如果采用CDMA演进途径，则有利于系统从前期UTRA版本平滑升

级，可以广泛地重用物理层。如果采用OFDMA，一个完全脱离以往设计约束的全新层1结

构，则有利于系统在设计参量上做出灵活和自由的选择，更容易实现E-UTRA定义的一些

目标，如等待时间、最小带宽间隔以及在不同双工模式下的公平性等；同时，对于用户

接收机来说，针对OFDMA空中接口的处理相对简单，在更大带宽和高阶多输入多输出

（MIMO）配置情况下可以降低终端的复杂性。

综合上述因素，当然也经过激烈的讨论和艰苦的融合，在2005年12月召开的TSGRAN

第30次全会上，最终决定LTE可行性研究将集中在下行OFDMA和上行SC-FDMA上。这也意味

着OFDM技术在3GPPLTE中获得了胜利。这一结果一方面出于纯技术的考虑，即在下行链路

采用频谱效率很高的OFDMA作为调制方式，在上行链路采用SC-FDMA，可以降低发射终端

的峰均功率比，减小终端的体积和成本；另一方面也是为了摆脱自3G以来高通公司独掌

CDMA核心专利的制约。

基本物理层传输方案

LTE下行传输方案采用传统的带循环前缀（CP）的OFDM，每一个子载波占用15kHz，

循环前缀的持续时间为4.7/16.7μs，分别对应短CP和长CP。为了满足数据传输延迟的要

求（在轻负载情况下，用户面延迟小于5ms），LTE系统必须采用很短的交织长度（TTI）

和自动重传请求（ARQ）周期，因此，在3G中的10ms无线帧被分成20个同等大小的子帧，

长度为0.5ms。

下行数据的调制主要采用QPSK、16QAM和64QAM这3种方式。针对广播业务，一种独

特的分层调制（hierarchicalmodulation）方式也考虑被采用。分层调制的思想是，在

应用层将一个逻辑业务分成两个数据流，一个是高优先级的基本层，另一个是低优先级

的增强层。在物理层，这两个数据流分别映射到信号星座图的不同层。由于基本层数据

映射后的符号距离比增强层的符号距离大，因此，基本层的数据流可以被包括远离基站

和靠近基站的用户接收，而增强层的数据流只能被靠近基站的用户接收。也就是说，同

一个逻辑业务可以在网络中根据信道条件的优劣提供不同等级的服务。

在目前的研究阶段，主要还是沿用R6的Turbo编码作为LTE信道编码，例如在系统性

能评估中。但是，很多公司也在研究其他编码方式，并期望被引入LTE中，如低密度奇偶

校验（LDPC）码。在大数据量情况下，LDPC码可获得比Turbo码高的编码增益，在解码复

杂度上也略有减小。

MIMO技术在R7中已经被引入，是WCDMA增强的一个重要特性。而在LTE中，MIMO被认

为是达到用户平均吞吐量和频谱效率要求的最佳技术。下行MIMO天线的基本配置是，在

基站设两个发射天线，在UE设两个接收天线，即2×2的天线配置。更高的下行配置，如4

×4的MIMO也可以考虑。开环发射分集和开环MIMO在无反馈的传输中可以被应用，如下行

控制信道和增强的广播多播业务。

虽然宏分集技术在3G时代扮演了相当重要的角色，但在HSDPA/HSUPA中已基本被摒

弃。即便是在最初讨论过的快速小区选择（FCS）的宏分集，在实际规范中也没有定义。

LTE沿用了HSDPA/HSUPA思想，即只通过链路自适应和快速重传来获得增益，而放弃了宏

分集这种需要网络架构支持的技术。在2006年3月的RAN总会上，确认了E-UTRAN中不再包

含RNC节点，因而，除广播业务外，需要“中心节点”（如RNC）进行控制的宏分集技术

在LTE中不再考虑。但是对于多小区的广播业务，需要通过无线链路的软合并获得高信噪

比。在OFDM系统中，软合并可以通过信号到达UE天线的时刻都处于CP窗之内的RF合并来

实现，这种合并不需要UE有任何操作。

上行传输方案采用带循环前缀的SC-FDMA，使用DFT获得频域信号，然后插入零符号

进行扩频，扩频信号再通过IFFT。这个过程简写为DFT-SOFDM。这样做的目的是，上行用

户间能在频域相互正交，以及在接收机一侧得到有效的频域均衡。

子载波映射决定了哪一部分频谱资源被用来传输上行数据，而其他部分则被插入若

干个零值。频谱资源的分配有两种方式：一是局部式传输，即DFT的输出映射到连续的子

载波上；另一个是分布式传输，即DFT的输出映射到离散的子载波上。相对于前者，分布

式传输可以获得额外的频率分集。上行调制主要采用π/2位移BPSK、QPSK、8PSK和

16QAM。同下行一样，上行信道编码还是沿用R6的Turbo编码。其他方式的前向纠错编码

正在研究之中。

上行单用户MIMO天线的基本配置，也是在UE有两个发射天线，在基站有两个接收天

线。在上行传输中，一种特殊的被称为虚拟（Virtual）MIMO的技术在LTE中被采纳。通

常是2×2的虚拟MIMO，两个UE各自有一个发射天线，并共享相同的时—频域资源。这些

UE采用相互正交的参考信号图谱，以简化基站的处理。从UE的角度看，2×2虚拟MIMO与

单天线传输的不同之处，仅仅在于参考信号图谱的使用必须与其他UE配对。但从基站的

角度看，确实是一个2×2的MIMO系统，接收机可以对这两个UE发送的信号进行联合检

测。

基本物理层技术

在基本的物理层技术中，E-NodeB调度、链路自适应和混合ARQ（HARQ）继承了

HSDPA的策略，以适应基于数据包的快速数据传输。

对于下行的非MBMS业务，E-NodeB调度器在特定时刻给特定UE动态地分配特定的

时—频域资源。下行控制信令通知分配给UE何种资源及其对应的传输格式。调度器可以

即时地从多个可选方案中选择最好的复用策略，例如子载波资源的分配和复用。这种选

择资源块和确定如何复用UE的灵活性，可以极大地影响可获得的调度性能。调度和链路

自适应以及HARQ的关系非常密切，因为这3者的操作是在一起进行的。决定如何分配和复

用方式的依据包括以下一些：QoS参数、在E-NodeB中准备调度的数据量、UE报告的信道

质量指示（CQI）、UE能力、系统参数如带宽和干扰水平，等等。

链路自适应即自适应调制编码，可以在共享信道上应用不同的调制编码方式适应不

同的信道变化，获得最大的传输效率。将编码和调制方式变化组合成一个列表，E-NodeB

根据UE的反馈和其他一些参考数据，在列表中选择一个调制速率和编码方式，应用于层2

的协议数据单元，并映射到调度分配的资源块上。上行链路自适应用于保证每个UE的最

小传输性能，如数据速率、误包率和响应时间，而获得最大化的系统吞吐量。上行链路

自适应可以结合自适应传输带宽、功率控制和自适应调制编码的应用，分别对频率资

源、干扰水平和频谱效率这3个性能指标做出最佳调整。

为了获得正确无误的数据传输，LTE仍采用前向纠错编码（FEC）和自动重复请求

（ARQ）结合的差错控制，即混合ARQ（HARQ）。HARQ应用增量冗余（IR）的重传策略，

而chase合并（CC）实际上是IR的一种特例。为了易于实现和避免浪费等待反馈消息的时

间，LTE仍然选择N进程并行的停等协议（SAW），在接收端通过重排序功能对多个进程接

收的数据进行整理。HARQ在重传时刻上可以分为同步HARQ和异步HARQ。同步HARQ意味着

重传数据必须在UE确知的时间即刻发送，这样就不需要附带HARQ处理序列号，比如子帧

号。而异步HARQ则可以在任何时刻重传数据块。从是否改变传输特征来分，HARQ又可以

分为自适应和非自适应两种。目前来看，LTE倾向于采用自适应的、异步HARQ方案。

与CDMA不同，OFDMA无法通过扩频方式消除小区间的干扰。为了提高频谱效率，也

不能简单地采用如GSM中复用因子为3或7的频率复用方式。因此，在LTE中，非常关注小

区间干扰消减技术。小区间干扰消减途径有3种，即干扰随机化、干扰消除和干扰协调/

避免。另外，在基站采用波束成形天线的解决方案也可以看成是下行小区间干扰消减的

通用方法。干扰随机化可以采用如小区专属的加扰和小区专属的交织，后者即为大家所

知的交织多址（IDMA）；此外，还可采用跳频方式。干扰消除则讨论了采取如依靠UE多

天线接收的空间抑制和基于检测/相减的消除方法。而干扰协调/避免则普遍采取一种在

小区间以相互协调来限制下行资源的分配方法，如通过对相邻小区的时—频域资源和发

射功率分配的限制，获得在信噪比、小区边界数据速率和覆盖方面的性能提升。

E-UTRAN架构

E-UTRAN与UTRAN架构完全不同，去掉了RNC这个网络设备，只保留了NodeB网元，目

的是简化网络架构和降低时延。RNC功能被分散到了演进的NodeB（E-NodeB）和接入网关

（aGW）中。目前并没有说明aGW是位于E-UTRAN还是SAE（系统架构演进）中。但从LTE设

计初衷来看，应该只采用由E-Node B构成的单层结构，而aGW因为包含了原SGSN功能，还

是归属为SAE的边界节点，只不过与E-UTRA相关的部分用户面和控制面的功能在LTE中定

义。

E-UTRAN结构中包含了若干个E-NodeB（eNB），提供了终止于UE的E-UTRA用户面

（PHY/MAC）和控制面（RRC）协议。E-NodeB之间采用网格（mesh）方式互连，E-NodeB

与aGW之间的接口称为S1接口。

E-UTRAN的协议栈结构还是与URTAN一样分为用户面和控制面，但简化了很多。比如

去掉了RLC层，该实体功能被并入MAC层，PDCP功能在网络侧被移到了aGW中。控制面RRC

功能移入E-NodeB中，并在网络侧终止于E-NodeB。

与UTRAN相比，E-UTRAN在信道结构上做了很大的简化，虽然还没有最终确定，但从

目前讨论的结果来看，传输信道将从原来的9个减为现在的5个，逻辑信道从原来的10个

减为现在的7个。上/下行共享信道（DL/UL-SCH）用于承载用户的控制信令和业务数据，

取代了R6中的DCH、FACH、HS-DSCH和E-DCH信道。MCH只给多小区广播/多播业务提供数据

承载，而单小区的广播/多播业务数据则在SCH信道上承载。在现阶段，LTE尚未决定是否

单独定义映射多播业务的逻辑信道，如继承R6中单独的MCCH和MTCH。

无线资源控制（RRC）状态在LTE中也简化了许多，将UTMS中的RRC状态和PMM状态合

并为一个状态集，并且只包含RRC_IDLE、RRC_ACTIVE和RRC_DETACHED这3种状态。在aGW

网元中，UE的上下文必须区分这3种状态。而在E-NodeB中只保留RRC_ACTIVE状态的UE上

下文，即合并了原先的CELL_DCH、CELL_FACH、CELL_PCH和URA_PCH多种状态。

结束语

除了对无线接入网演进的研究，3GPP还正在进行系统架构方面的演进工作，并将其

定义为SAE。目前，一些发起并参与LTE/SAE标准制定和技术研究工作的3GPP成员，比如

ALCATEL等设备厂商，正在积极研究和开发符合3GLTE/SAE技术标准的系统和设备，目标

是在保证技术和系统性能领先的同时，最大程度地利用并兼容现有的系统平台，保持系

统的平滑演进，以提供最优的无线通信解决方案。

所谓光通信，就是利用光信号携带信息，在光纤中进行数据传输的技术。

光波是电磁波的一种，所以，光信号也符合电磁波的物理特性。

想要提升光通信的信息传输量，基本上分为以下三种思路：

第一个思路：提升信号的波特率。

波特率（Baud），准确来说就叫波特，叫波特率只是口语习惯。它的定义是：单位时间内传送的码元符号（Symbol）的个数。

波特率很容易理解，我每秒传输的符号越多，当然信息量就越大。

目前，随着芯片处理技术从16nm提高到7nm和5nm，光学器件和光电转换器件的波特率也从30+Gbaud提高到64+Gbaud、90+Gbaud，甚至120+Gbaud。

然而，波特率并不是无限大的。越往上，技术实现难度越高。高波特率器件，会带来一系列系统性能损伤问题，需要更先进的算法和硬件进行补偿。

大家需要注意，波特率并不是比特率（传输速率）。

对于二进制信号，0和1，1个符号就是1比特（bit）。那么，每秒的符号数（波特率）就等于每秒的比特数（比特率，bit/s）。对于四进制信号，1个符号可以表达2比特，每秒的符号数×2=每秒的比特数。

四进制，相同的波特率，比特率翻倍（信息量翻倍）

所以说，为了提升每秒的比特数（信息传输速率），我们需要一个符号能尽量表达更多的比特。怎么做到呢？我们待会再说。

第二个思路：采用更多的光纤数或通道数。

用更多的光纤，这个思路很容易粗暴。光纤数量越多，相当于单车道变双车道、四车道、八车道，当然传输信息量会翻倍。

但是，这种方式涉及到投资成本。而且，光纤数太多，安装也会很麻烦。

在一根光纤里，建立多个信道，这是个更好的办法。

信道数可以是空间信道，也可以是频率信道。

空间信道包括模式（单模/多模）、纤芯（多纤芯的光纤）、偏振（待会会讲）。

频率信道的话，这就要提到WDM（波分复用技术）。它把不同的业务数据，放在不同波长的光载波信号中，在一根光纤中传送。

WDM波分复用

波长×频率=光速（恒定值），所以波分复用其实就是频分复用

WDM同样也不是无限波数的。每个波长都必须在指定的波长范围内，而且相互之间还要有保护间隔，不然容易“撞车”。

目前行业正在努力将光通信的频段拓展到“C+L”频段（详情：链接），可以实现192个波长，频谱带宽接近9.6THz。如果单波400G，那就是192×400G=76.8Tbps的传输速率。

第三个思路，也是我们今天要重点介绍的思路——高阶调制。

也就是说，采用更高级的调制技术，提升单个符号所能代表的比特（对应第一个思路），进而提升比特率。

对于调制，大家一定不会陌生。我们经常听说的PAM4、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM，都是调制技术。

以前我给大家讲电通信和移动通信的时候，提到过：想让电磁波符号表达不同的信息，无非就是对电磁波的几个物理维度进行调整。

大家比较熟悉的物理维度，是幅度、频率、相位。

光波也是电磁波，所以，对光波进行调制，思路基本是一样的。

光纤通信系统，主要有6个物理维度可供复用，即：频率（波长）、幅度、相位、时间（OTDM）、空间（空分复用）、偏振（PDM）。

█ 幅度调制

频率复用其实就是WDM波分复用，刚才已经介绍过了。接下来，我们看看幅度调制。

在早期的光通信系统里，我们采用的是直接调制（DML，Direct Modulation Laser）。它就属于强度（幅度）调制。

在直接调制中，电信号直接用开关键控（OOK，On-Off Keying）方式，调制激光器的强度（幅度）。

这个和我们的航海信号灯有点像。亮的时候是1，暗的时候是0，一个符号一个比特，简单明了。

直接调制的优点是采用单一器件，成本低廉，附件损耗小。但是，它的缺点也很多。它的调制频率受限（与激光器驰豫振荡有关），会产生强的频率啁啾，限制传输距离。直接调制激光器可能出现的线性调频，使输出线宽增大，色散引入脉冲展宽，使信道能量损失，并产生对邻近信道的串扰（看不懂就跳过吧）。

所以，后来出现了外调制（EML，External Modulation Laser）。

在外调制中，调制器作用于激光器外的调制器上，借助电光、热光或声光等物理效应，使激光器发射的激光束的光参量发生变化，从而实现调制。

如下图所示：

外调制常用的方式有两种。

一种是EA电吸收调制。将调制器与激光器集成到一起，激光器恒定光强的光，送到EA调制器，EA调制器等同于一个门，门开的大小由电压控制。通过改变电场的大小，可以调整对光信号的吸收率，进而实现调制。

还有一种，是MZ调制器，也就是Mach-Zehnder马赫-曾德尔调制器。

在MZ调制器中，输入的激光被分成两路。通过改变施加在MZ调制器上的偏置电压，两路光之间的相位差发生变化，再在调制器输出端叠加在一起。

电压是如何产生相位差的呢？

基于电光效应——某些晶体(如铌酸锂)的折射率n，会随着局部电场强度变化而变化。

如下图所示，双臂就是双路径，一个是Modulated path（调制路径），一个是Unmodulated path（非调制路径）。

当作用在调制路径上的电压变化时，这个臂上的折射率n发生了变化。光在介质中的传播速率v=c/n（光在真空中的速率除以折射率），所以，光传播的速率v发生变化。

两条路径长度是一样的，有人先到，有人后到，所以，就出现了相位的差异。

如果两路光的相位差是0度，那么相加以后，振幅就是1+1=2。

如果两路光的相位差是90度，那么相加以后，振幅就是2的平方根。

如果两路光的相位差是180度，那么相加以后，振幅就是1-1=0。

大家应该也想到了，其实MZ调制器就是基于双缝干涉实验，和水波干涉原理一样的。

峰峰叠加，峰谷抵消

█ 光相位调制

接下来，我们讲讲光相位调制。（敲黑板，这部分可是重点！）

其实刚才我们已经讲到了相位，不过那个是借助相位差产生幅度差，依旧属于幅度调制。

首先，我们回忆一下高中（初中？）的数学知识——虚数和三角函数。

在数学中，虚数就是形如a+b*i的数。实部a可对应平面上的横轴，虚部b与对应平面上的纵轴，这样虚数a+b*i可与平面内的点(a,b)对应。

大家应该还记得，坐标轴其实是可以和波形相对应的，如下：

波形，其实又可以用三角函数来表示，例如：

多么优美，多么妖娆~

X = A * sin（ωt+φ）= A * sinθ

Y = A * cos（ωt+φ）= A * cosθ

ω是角速度，ω=2πf，f是频率。

φ是初相位，上图为0°。

还记得不？把A看出幅度，把θ看成相位，就是电磁波的波形。

θ=0°，sinθ=0

θ=90°，sinθ=1

θ=180°，sinθ=0

θ=270°，sinθ=-1

好了，基础知识复习完毕，现在进入正文。

首先，我们介绍一下，星座图。

其实刚才介绍MZ调制器相位变化的时候，已经看到了星座图的影子。下面这几张图图，都属于星座图。图中的黑色小点，就是星座点。

大家会发现，星座图和我们非常熟悉的纵横坐标系很像。是的，星座图里的星座点，其实就是振幅E和相位Ф的一对组合。

就要提出 I/Q调制（不是智商调制啊

）。

I，为in-phase，同相或实部。Q，为quadrature phase，正交相位或虚部。所谓正交，就是相对参考信号相位有-90度差的载波。

我们继续来看。

在星座图上，如果幅度不变，用两个不同的相位0和180°，表示1和0，可以传递2种符号，就是BPSK（Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控）。

BPSK

BPSK是最简单最基础的PSK，非常稳，不容易出错，抗干扰能力强。但是，它一个符号只能传送1个比特，效率太低。

于是，我们升级一下，搞个QPSK（Quadrature PSK，正交相移键控）。

QPSK，是具有4个电平值的四进制相移键控（PSK）调制。它的频带利用率，是BPSK的2倍。

来自是德科技

随着进制的增加，虽然频带利用率提高，但也带来了缺点——各码元之间的距离减小，不利于信号的恢复。特别是受到噪声和干扰时，误码率会随之增大。

为解决这个问题，我们不得不提高信号功率（即提高信号的信噪比，来避免误码率的增大），这就使功率利用率降低了。

有没有办法，可以兼顾频带利用率和各码元之间的距离呢？

有的，这就引入了QAM（Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制）。

QAM的特点，是各码元之间不仅相位不同，幅度也不同。它属于相位与幅度相结合的调制方式。

大家看下面这张动图，就明白了：

Amp，振幅。Phase，相位。

其实，QPSK就是电平数为4的QAM。上图是16QAM，16个符号，每个符号4bit（0000，0001，0010等）。

64QAM的话，64个符号（2的n次方，n=6），每个符号6bit（000000，000001，000010等）。

QPSK这种调制，到底是怎么捣鼓出来的呢？

我们可以看一个通过MZ调制器捣鼓QPSK的：

来自是德科技

在发射机中，电比特流被一个多路复用器分成信号的I和Q部分。这两部分中的每一部分都直接调制MZ调制器一只臂上的激光信号的相位。另一个MZ调制器把较低的分支相移π2。两个分支重组后，结果是一个QPSK信号。

高阶QAM的调制难度更大。限于篇幅，下次我再专门给大家解释。

此前介绍无线通信调制的时候，说过5G和Wi-Fi 6都在冲1024QAM。那么，光通信是不是可以搞那么高阶的QAM呢？

不瞒您说，还真有人这么干了。

前几年，就有公司展示了基于先进的星系整形算法和奈奎斯特副载波技术的1024QAM调制，基于66Gbaud波特率，实现了1.32Tbps下的400公里传输，频谱效率达到9.35bit/s/Hz。

不过，这种高阶调制仍属于实验室阶段，没有商用（也不知道有没有可能商用）。目前实际应用的，好像没有超过256QAM。

高阶QAM虽然带来了传输速率的大幅提升，但对元器件性能要求很高，对芯片算力的要求也高。而且，如果信道噪声或干扰太大，还是会出现刚才所说的高误码率问题。

1024QAM，密集恐惧症的节奏

在相同的30G+波特率下，16QAM的光信噪比（OSNR）比QPSK高出约5dB。随着星座中星座点个数的增加，16QAM的OSNR将呈指数增长。

因此，16QAM或更高阶QAM的传输距离将被进一步限制。

为了进一步榨干光纤通信的带宽潜力，厂商们祭出了新的大杀器，那就是——相干光通信。下期，小枣君将详细给大家介绍。

█ PAM4和偏振复用

文章的最后，再说说两个“翻倍”技术——PAM4和PDM偏振多路复用。

先说PAM4。

在PAM4之前，我们传统使用的都是NRZ。

NRZ，就是Non-Return-to-Zero的缩写，字面意思叫做“不归零”，也就是不归零编码。

采用NRZ编码的信号，就是使用高、低两种信号电平来表示传输信息的数字逻辑信号。

NRZ有单极性不归零码和双极性不归零码。

单极性不归零码，“1”和“0”分别对应正电平和零电平，或负电平和零电平。

单极性不归零码

双极性不归零码，“1”和“0”分别对应正电平和等效负电平。

双极性不归零码

所谓“不归零”，不是说没有“0”，而是说每传输完一位数据，信号无需返回到零电平。（显然，相比RZ，NRZ节约了带宽。）

在光模块调制里面，我们是用激光器的功率来控制0和1的。

简单来说，就是发光，实际发射光功率大于某门限值，就是1。小于某门限值，就是0。

传输011011就是这样：

NRZ调制

后来，正如前文所说，为了增加单位时间内传输的逻辑信息，就搞出了PAM4。

PAM4，就是4-Level Pulse Amplitude Modu

百科狗 baikegou.com